數字切換轉換器控制制造技術

本文涉及數字切換轉換器控制，公開了一種控制切換轉換器操作以向負載提供調節后負載電流的控制電路。切換轉換器包括電感器和切換經由電感器提供的負載電流的高側和低側晶體管。該電路包括配置為提供具有由數字占空比值確定的占空比的調制信號的數字調制器；耦接至晶體管中的至少一個且配置為定期采樣負載電流值的電流檢測電路；耦接至電流檢測電路且配置為將采樣負載電流值與第一閾值比較并提供相應比較器輸出信號的比較器，第一閾值取決于所定義期望輸出電流以及比較器輸出信號指示采樣電流值是否小于或大于期望輸出電流；以及配置為接收比較器輸出信號并計算更新的數字占空比值的調節器。此外，公開了一種控制切換轉換器的操作的相應方法。

【技術實現步驟摘要】

本專利技術涉及切換轉換器的數字控制，具體地，涉及用于向例如基于發光二級管(LED)的照明裝置提供具體所需電流的DC/CD轉換器的閉環控制。
技術介紹
諸如DC/⑶轉換器的切換轉換器通常提供調節后輸出電壓。然而，在一些應用中，需要調節后輸出電流。這尤其是電流驅動向其提供電能的負載的情況。一種重要類型的電流驅動負載是在照明裝置領域中變得日益重要的發光二級管(LED)。基于LED的現代照明裝置通常包括幾個單獨LED的串聯電路。因此，LED “共享”共用調節后負載電流(regulated output current),而跨LED的相應電壓降可能由于溫度變化以及老化而改變。此外，單個LED的正向電壓可能由于因生產工藝導致的不可避免的容差而顯著不同。由于許多原因(最重要的是效率)，提供調節后輸出電流(負載電流)的切換轉換器優于線性調節器。然而，負載電流控制需要負載電流反饋以及由此的負載電流檢測電路。為此，通常使用精確的低歐姆檢測電阻器。由于這種電阻器不能集成在集成電路(IC)中，所以其必須作為外部(即，未集成在IC中)器件來提供。此外，當平均負載電流與LED的可視亮度相關時，可能需要濾波電路來對電流檢測信號(即，跨檢測電阻器的電壓降)濾波。有關包括用于操作適當切換轉換器的控制電路的全集成LED驅動電路的一個實例是來自國家半導體的器件 LM3421 (見數據表 LM3421、LM3421Q1、LM3421Q0、LM3423、LM3423Q1、LM3423Q0，“用于穩恒電流 LED 驅動器的 N 溝道控制器(N-Channel Controllers for Constant CurrentLED Drivers)”，國家半導體，2010年I月)。
技術實現思路
考慮提供調節后輸出電流的現有切換轉換器控制電路，仍存在改進需求，尤其是對于需要較少的不易集成在配置在一個單芯片封裝殼內的一個或多個半導體芯片中的外部元件的集成控制電路。利用權利要求1所述的控制電路至少能部分滿足該需求。獨立權利要求涵蓋了本專利技術的幾個示例性實施方式。公開了一種用于控制切換轉換器的操作以向負載提供調節后負載電流的控制電路。該切換轉換器包括電感器和用于切換經由電感器提供的負載電流的高側和低側晶體管。該電路包括:數字調制器，其被配置為提供具有由數字占空比值確定的占空比的調制信號；電流檢測電路，其耦接至晶體管中的至少一個，且被配置為定期對負載電流值采樣斗匕較器，其耦接至電流檢測電路，且被配置為將采樣負載電流值與第一閾值相比較，并提供相應的比較器輸出信號，第一閾值取決于所定義的期望輸出電流，以及比較器輸出信號指示采樣電流值是否小于或大于期望輸出電流；以及調節器，其被配置為接收比較器輸出信號并計算所更新的數字占空比值。此外，公開了一種用于控制切換轉換器的操作的相應方法。附圖說明參照以下附圖和描述能更好地理解本專利技術。附圖中的元件不一定成比例，而是將重點放在示出本專利技術的原理上。此外，附圖中，類似附圖標記指示相應部分。附圖中:圖1示出了用于驅動LED串聯電路的常規電路，該電路包括降壓轉換器和適當控制電路；圖2示出了作為本專利技術的一種示例性實施方式的包括用于操作向LED提供電流的切換轉換器的改進型數字控制電路的LED驅動電路；圖3是為說明電路功能而示出圖2的電路中的一些信號的時序圖；圖4是示出在圖2的電路中使用的比較器的特性曲線的曲線圖；圖5更詳細地示出了在圖2的電路中使用的控制器的一個實例；圖6以示例性時序圖示出了圖2的電路的減光(dimming)性能的原理；圖7示出了如圖4的(b)所示的比較器作為狀態機的一種示例性實施；圖8示出了如圖2的實例所示的電流檢測電路的一個實例。具體實施例方式下文中，利用LED驅動器作為一個實例來討論本專利技術。然而，應當注意，可以簡單采用切換轉換器控制電路來提供具有調節后負載電流的任意負載(除LED之外)。在本文所討論的實例中，使用降壓轉換器。然而，可采用任何其他的切換轉換器來替代，諸如升壓轉換器、降壓-升壓轉換器、升壓-降壓(split-pi)轉換器、亡uk轉換器、SEPIC轉換器、zeta轉換器等。圖1示出了用于控制其切換操作從而實現輸出電流調節的降壓轉換器(采用電流模式控制的降壓轉換器I)和各控制電路的功能和基本結構。在本實例中，切換轉換器是包括高側開關SWhs (例如，MOSFET)和在本實例中為二極管U\s的低側開關SW^的降壓轉換器。兩個開關串聯連接以形成耦接在上端供電電位Vin與下端供電電位(例如，地電位GND)之間的半橋。兩個開關SWhs、SWb之間的共用電路節點(即，半橋的輸出節點)連接至電感器L的第一端。電感器L的第二端可被看作是連接至負載(例如，LED器件10)以向其提供負載電流L的降壓轉換器輸出節點。LED器件包括多個串聯連接的LED。為提供負載電流反饋，檢測電阻器Rsense與LED器件10串聯連接。跨檢測電阻器的電壓降Vsense=L -Rsense表征供給負載10的實際負載電流k。切換轉換器控制電路包括調制器20，其可作為簡單的SR鎖存器來實施，以實現脈寬調制(PWM)。調制器20由時鐘發生器CLK來提供時鐘。在本實例中，由時鐘發生器CLK提供的時鐘信號Sset被提供給SR鎖存器的置位輸入S，以在每個時鐘周期Tpwm的開始將鎖存器的輸出Q置為高電平(即，邏輯“I”)。因此，切換轉換器的切換頻率Fpwm=Tpm1由時鐘發生器CLK來確定且通常是常量。向SR鎖存器20的復位輸入R提供復位信號SKES。因此，復位信號Skes將SR鎖存器20的輸出復位成低電平(邏輯“0”)的時刻確定了 SR鎖存器的輸出信號Spwm (還被稱作PWM信號)的占空比DS。PWM信號Spwm的開啟時間是D Tpwm,而截止時間是(1-D) Tpwm，S卩，當D=0.3時，則調制器輸出信號Spwm在一個切換周期的30%內處于高電平，以及在剩余70%內處于低電平。PWM信號Sp wm確定了開關SWhs和SWu的實際切換狀態。高側開關SWhs在P麗信號Spwm處于高電平時有效開啟，而其在PWM信號Spwm處于低電平時關閉且低側開關SWu (本實例中為二極管U\s)導通。根據檢測到的電流信號Vsense,以平均負載電流avg{ij匹配由基準信號Vkef限定的期望負載電流這一方式來控制復位信號Skes復位SR鎖存器20的時刻以及由此的PWM信號的占空比。在本實例中，期望負載電流可被計算為Vkef/Rsense。 從基準/[目號Vref中減去電流檢測彳目號Vsense,且差Veef-Vsense被一般稱作誤差放大器的放大器EA放大。濾波網絡40耦接至放大器輸出端。然而，在一些應用中，濾波網絡40可耦接至誤差放大器輸入端。濾波網絡40通常被稱作“環路補償器”，且是確保閉環控制系統的穩定性所需的。利用比較器K來比較由誤差放大器EA和濾波網絡40提供的誤差信號Vekk以及電流檢測信號Vsense (可選擇地，可被增益G放大)。當(放大后的)電流檢測信號Vsense達到誤差信號Vekk時，則比較器K觸發SR鎖存器20的復位，從而關閉電流反饋回路。圖1的切換轉換器控制電路在很大程度上可集成到一個單芯片中。然而，除了電感器L，電流檢測電阻Rs本文檔來自技高網...

【技術保護點】
一種用于控制切換轉換器的操作以向負載（10）提供調節后負載電流（iL）的控制電路；所述切換轉換器包括電感器（L）和用于切換流過所述電感器（L）的所述負載電流（iL）的高側晶體管和低側晶體管（SWHS、SWLS）；所述電路包括：數字調制器（20），其被配置為提供具有由數字占空比值（DS）確定的占空比的調制信號（SPWM）；電流檢測電路（CSHS、CSLS、SW1），其耦接至所述晶體管（SWHS、SWLS）中的至少一個，且被配置為定期對負載電流值采樣；比較器（K），其耦接至所述電流檢測電路（CSHS、CSLS、SW1），且被配置為將采樣負載電流值與第一閾值（i0）相比較，并提供相應的比較器輸出信號（VCOMP），所述第一閾值取決于所定義的期望輸出電流（iREF），以及所述比較器輸出信號（VCOMP）指示所述采樣電流值是否小于或大于所述期望輸出電流（iREF）；以及調節器（50），其被配置為接收所述比較器輸出信號（VCOMP）并計算所更新的數字占空比值（DS）。

【技術特征摘要】
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【專利技術屬性】
技術研發人員：喬瓦尼·卡波迪瓦卡，保羅·米萊恩斯，安德烈亞·西尼尼，
申請(專利權)人：英飛凌科技股份有限公司，
類型：發明
國別省市：