本發明專利技術的負載電容CL的決定方法，決定振蕩電路中的負載電容CL，其特征在于，在以負電阻RL1時的振蕩電路的驅動電流為Ios1、負載電容值為CL1的情況下，利用CL2＝CL1×(Ios2/Ios1)1/2決定用于實現振蕩電路的驅動電流Ios2(＜Ios1)的負載電容CL2。從而提供有效率地導出能降低驅動電流Ios的負載電容CL的方法。
【技術實現步驟摘要】
本專利技術涉及用于實現低功耗的振蕩電路的負載電容的決定方法、振蕩電路及電子設備。
技術介紹
在時鐘、便攜電話等便攜設備中，要求裝入了石英(水晶)振動器的振蕩電路的驅動功率的減小、低功耗化。圖3示出使用石英振動器的典型振蕩電路，具有CMOS反相器IV01、與CMOS反相器 IVOl的輸入端子XCIN與輸出端子XCOUT之間連接的石英振動器X2、負載電容Cg以及負載電容Cd。另外，在CMOS反相器IVOl的PMOS晶體管PMll的源極與第I電源端子之間，以及CMOS反相器IVOl的NMOS晶體管匪11與第2電源端子之間，連接有限制激振石英振動器X2的驅動電流的驅動電流調整用電阻元件rl及r2。近年來要求便攜設備等所搭載的振蕩電路低功耗化，而為此需要降低振蕩電路中的石英振動器的驅動電流Ios。為此，考慮減小振蕩電路中的CMOS反相器的互導Gm。然而，減小互導Gm時，振湯電路的振湯余量有可能降低。振蕩電路的振蕩余量M，由下式⑴給出。M = I -Gm / {(ω 2Cg · Cd) X (1/R1 (max))} = RL /Rl (max)... (I)ω是振蕩頻率的角頻率、RL是負電阻(負性抵抗)、R1 (max)是石英振動器的有效電阻Rl的最大值、要求振蕩余量M為5以上的值。在此，可知為了減小互導Gm且維持振蕩電路的振蕩余量M，只要減小與振蕩電路的外部連接的外接負載電容Cg、Cd即可。此外，外接的負載電容Cg、Cd與振蕩電路整體的負載電容CL之間，存在CL = Cs+Cg X Cd/ (Cg+Cd)... (2)的關系。在此Cs是設在振蕩電路的寄生電容。S卩，由現有可知若減小負載電容CL，則能夠維持振蕩余量M且降低驅動電流Ios。專利文獻I :日本特開2008-205658號公報
技術實現思路
以往，在設計振蕩電路時，基于經驗規則變更負載電容CL、負電阻RL，找出驅動電流Ios變低的負載電容CL、負電阻RL。然而在該方法中，振蕩電路的設計需要大量的時間。因此，本專利技術的目的在于，提供有效率地導出能降低驅動電流Ios的負載電容CL的方法。本專利技術是振蕩電路中的負載電容CL的決定方法，其特征在于，在以負電阻RLl時的振蕩電路的驅動電流為Iosl、負載電容值為CLl的情況下，利用CL2 = CLlX (Ios2/Iosl)1/2決定用于實現振蕩電路的驅動電流Ios2(< Iosl)的負載電容CL2。依據本專利技術，能提供用于實現低功耗的振蕩電路的負載電容CL的決定方法。附圖說明圖I是示出振蕩電路的負載電容CL與驅動電流Ios的關系的圖表。圖2是說明振蕩電路中的合成反饋電阻的圖。圖3是示出使用振動器的振蕩電路的圖。 圖4是示出圖3中的輸入輸出端子間XCIN及XOUT間的石英振動器側的等效電路的圖。圖5是示出構成負載電容CL的電容的圖。圖6是示出振蕩電路中的驅動電流與負載電容CL的關系的圖。圖7是示出負載電容與負電阻的關系的圖表。圖8是示出對于各種Rfmin的最小反饋電阻值RFmin以及最大負電阻值Rlmax的圖。標號說明11石英振動器；12CM0S反相器；13低電流源；51反饋電阻；52泄漏電阻。具體實施例方式以下，參照圖I 8，對能適用本專利技術的實施方式進行說明。圖I是示出負電阻RL= IMΩ時的負載電容CL與石英振蕩電路的驅動電流Ios的關系的圖表。這樣，減小負載電容CL時驅動電流Ios降低，因而能夠降低石英振蕩電路的驅動電流。因此在本實施方式中，對如何決定能實現低的驅動電流Ios的負載電容CL、負電阻RL進行說明。首先，用Ios = GmX (V-Vth)表示驅動電流Ios,利用上式(I),若以Cg = Cd =2CL，則成為 RL = Gm| バ 2ω(Χ)2· · · (3)。由此，可知驅動電流Ios與(CL)2成比例。S卩，成為Ios = aX (CL)2... (4) (a為常數、隨RL的設定值變化)。此外，在此使負電阻RL固定。因此，若以負電阻RLl時的石英振蕩電路的驅動電流為Iosl、負載電容為CL1，則Iosl = aX (CL1)2，所以使石英振蕩電路的驅動電流為Ios2時的負載電容CL2成為CL2 = CLl X (Ios2/Iosl)1/2. · · (5)。由此，在固定負電阻RL的數值的狀態下測定驅動電流Iosl和負載電容CL1，將該測定值代入(5)式，進ー步將作為目標的驅動電流Ios2代入(5)式，由此能求出負載電容CL2。即，能求出能實現驅動電流Ios2的負載電容CL2。實際上，考慮誤差，將利用(5)式導出的負載電容CL2的±10%以內的負載電容裝入振蕩電路即可。例如，以RL = 1ΜΩ、CLl = 4. 4pF、Iosl = 200nA,以目標驅動電流 Ios2 為 Iosl的一半即IOOnA時，為了實現驅動電流Ios2 = ΙΟΟηΑ，利用式(5)可知只要將CL2設定為3. 7pF即可。就是說，可知用于實現目標驅動電流Ios2的負載電容CL2。如以上那樣，對目標驅動電流Ios2，若先確定能夠實現其的負載電容CL2，則能夠設計驅動電流低的石英振蕩電路。例如，在設定實現最初的驅動電流值Iosl的負載電容CLl后，根據成為目標的驅動電流Ios設定多個負載電容CL(CL2 CLn)。然后，在實際制造石英振蕩電路吋，通過將算出的負載電容CL裝入振蕩電路，能夠使石英振蕩電路的驅動電流Ios為目標值。此外，上述的決定方法是固定負電阻RL的值的情況下的決定方法，但負電阻RL也可以是其他值。在使負電阻RL變化的情況下，也能夠利用上述方法求出負載電容CL2。另外，從式⑶能夠導出I RLI = b X (CL) _2 (b 為常數)…(6);進一歩，CL2 = CLl X (RL1/RL2)1/2. · · (7)成立。就是說，也能從該關系求出負電阻RL。圖7是示出使驅動電流值Ios為75nA時的負載電容CL與負電阻RL的關系的圖表。在此負載電容CL設定為4. 4pF、3. 7pF、3. lpF、2. 6pF、2. 2pF、1.9pF。依據該圖表，可知上述的式(6)及式(7)大體上正確。 接著對決定負電阻RL的方法進行說明。若知道負電阻RL的范圍，則振蕩電路的設計變得容易。利用式⑴，振蕩余量M= |RL|/Rlmax、M彡5，所以|RL|的最小值成為RLmin = 5XRlmax0在此，Rlmax是石英振動器的等效串聯電阻的最大值,隨石英振動器的種類而不同，為 60ΚΩ 時，IRLminI = 300kQ。g卩，RL > 300kQ。若以 Cg = Cd = 2CL,則式⑴成為振蕩余量M= {I Gm I / (2 ω CL)2} X (1/Rlmax) = RL | /Rlmax. . . (8)。此外，負電阻RL或阻抗{Iバ2ωα)(Ω)}變大時，不能夠忽略反饋電阻Rf的影響。因此，求出用于將反饋電阻Rf的影響抑制為最小，并使關系式(8)成立的負電阻RL的最大值RLmax時，RLmax為RL ^ (RL) max < a 2XRFmin = O. 5 X RFmin. · · (9)。在此α =安全系數=(1/2) 1/20如以上那樣，依據本實施方式，基于預先求出的驅動電流Io本文檔來自技高網...
【技術保護點】
【技術特征摘要】
2011.03.09 JP 2011-0521371.ー種負載電容CL的決定方法，決定振蕩電路中的負載電容CL，其特征在于， 在以負電阻RLl時的振蕩電路的驅動電流為Iosl、負載電容為CLl的情況下，利用CL2=CLlX (IOS2/IOSl)1/2決定用于實現振蕩電路的驅動電流Ios2( < Iosl)的負載電容CL2。2.ー種負載電容CL的決定方法，決定振蕩電路中的負載電容CL，其特征在于， 在以驅動電流Iosl時的振蕩電...
【專利技術屬性】
技術研發人員：相馬弘之，
申請(專利權)人：精工電子有限公司，
類型：發明
國別省市：
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